L6728 功率良好的单相PWM控制器（一）

特征

从5 V到12 V的灵活电源

电源转换输入低至1.5V

0.8 V内部参考电压

0.8%输出电压精度

大电流集成驱动器

功率良好输出

无传感器和可编程OCP

低端RDS（开）

OV/UV防护

VSEN断开保护

振荡器内部固定在300 kHz

LSless管理预偏压启动

输出电压可调

禁用功能

内部软启动

DFN10包

应用

存储器和终端电源

子系统电源（MCH、IOCH、PCI…）

CPU和DSP电源

分布式电源

通用DC-DC转换器

说明

L6728是单相降压控制器集成大电流驱动器，提供完整的控制逻辑和保护实现一种简单易行的通用DC-DC变换器紧凑的DFN10包。设备灵活性允许管理转换电源输入VIN低至1.5 V和设备电源电压范围为5V至12V。L6728提供简单的电压控制回路模式EA。集成0.8 V参考电压允许输出电压调节精度为±0.8%在线和温度变化。振荡器是内部固定为300 kHz。L6728提供可编程双电平电流保护以及过电流和欠电流电压保护。当前信息是通过低侧MOSFET RDS进行监控（开）节省使用昂贵和占用空间的传感电阻。PGOOD输出易于提供实时性输出电压状态信息，通过VSEN专用输出监视器。

电气特性

（VCC=5 V到12 V；TJ=0到70°C，除非另有规定）

电气特性（续）

（VCC=5 V到12 V；TJ=0到70°C，除非另有规定）

1.设计保证，不经测试。

设备说明

L6728是一个单相PWM控制器，内置大电流驱动器，提供完整的控制逻辑和保护，以简单易行的方式实现一个通用的DC  DC降压变换器。设计用于在同步buck中驱动N沟道mosfet拓扑结构，由于其高度集成，这10针设备允许降低成本和规模电源解决方案还提供了一个紧凑的DFN10 3x3毫米的实时程序。L6728设计为在5伏或12伏电源下工作。输出电压可以精确调节至0.8V，在线路和温度变化的情况下，精确度为±0.8%。这个开关频率在内部设置为300 kHz。该装置提供了一个简单的控制回路和一个电压模式误差放大器。误差放大器具有15 MHz的增益带宽乘积和8V/μs的转换率，允许高快速瞬态响应的调节器带宽。为了避免负载损坏，L6728提供过流保护和过压保护，欠压和反馈断开保护。过电流跳闸阈值为通过一个从Lgate连接到GND的简单电阻进行编程。输出电流为通过低侧MOSFET RDS（on）进行监控，节省了昂贵和占用空间的敏感电阻的使用。输出电压通过专用VSEN引脚进行监控。L6728在闭环调节中实现了软启动，增加了内部基准。低侧无功能允许设备执行软启动超过预偏置输出避免通过输出电感器的高电流回流和负载处的危险负尖峰侧面。L6728采用紧凑型DFN10 3x3 mm包装，带外露衬垫。

集成的大电流驱动器允许使用不同类型的功率MOSFET（也多个mosfet以减少等效RDS（on）），保持快速开关转换。高压侧MOSFET的驱动器使用启动引脚供电，相位引脚用于返回。低侧MOSFET的驱动器使用VCC管脚供电，GND管脚用于回路。该控制器包含一个反射穿和自适应死区控制，以最小化侧体二极管导通时间低，在保持良好效率的同时节约使用肖特基二极管：

为了检查高压侧MOSFET关断，检测相位引脚。当电压在MOSFET驱动侧的引脚突然下降；

为了检查低压侧MOSFET关闭，检测LGATE引脚。当LGATE处的电压下降了，高压侧MOSFET栅极驱动突然应用。如果电感器中的电流为负，则相引脚上的电压将永远不会下降。到允许低侧MOSFET开启，即使在这种情况下，看门狗控制器被启用：如果高边MOSFET的源不下降，低边MOSFET是这样接通的允许感应器的负电流再循环。此机制允许即使电流是负的，系统也要调节。

电源转换输入灵活：5 V、12 V总线或任何允许转换的总线（请参阅最大占空比限制）可自由选择。

功耗

L6728为高侧和低侧MOSFET嵌入了高电流MOSFET驱动器：是的然后重要的是要考虑设备在驱动它们的过程中所消耗的能量以避免克服最高结工作温度。影响器件功耗的主要因素有两个：偏置功率和驱动器功率。

设备偏置功率（PDC）取决于通过假设HS能够提供引脚，并且能够提供具有相同VCC的设备驱动程序）：

驾驶员电源是指驾驶员持续打开和关闭外部mosfet；它是开关频率和总栅电荷的函数选定的MOSFET。考虑到总功率PSW可以量化耗散开关MOSFET（易于计算）由三个主要的耗散因素：外部栅电阻（如果存在）、本征MOSFET电阻和固有驱动器电阻。最后一个学期是我们下定决心要做的重要的一个学期计算设备功耗。总功率消耗MOSFETs结果：

外部栅极电阻有助于器件耗散开关功率，因为功率PSW将在内部驱动器阻抗和外部电阻器之间共享导致设备普遍冷却。

软启动

L6728实现了软启动，以平稳地为输出滤波器充电，避免高冲激输入电源所需的电流。设备逐渐增加在闭环调节中，在4.5 ms（典型值）内从0 V到0.8 V的内部参考电压，线性将输出电容器充电至最终调节电压。如果在软启动期间触发过电流，过电流逻辑将超控软启动顺序和将关闭PWM逻辑和高压侧和低压侧侧门。这种情况被锁定，循环VCC恢复。只有当VCC电源高于UVLO阈值时，设备才开始软启动阶段过电流阈值设置阶段已经完成。

低侧无启动（LSLess）

为了避免负负荷时出现任何危险的回冲启动时，L6728执行一个特殊的顺序，以使LS驱动器能够切换：在软启动阶段，LS驱动器会导致禁用（LS=关闭），直到HS开始切换。这个避免在输出电压上出现危险的负尖峰，如果在预偏压输出。如果输出电压预偏压到高于最终电压的电压，则HS将永远不会开始切换。在这种情况下，在软启动时间结束时，启用LS并释放输出至最终调节值。该设备的这一特殊功能仅从控制回路点屏蔽LS开启观点：在需要的情况下，保护旁路这打开LS MOSFET。

过电流保护

或通过过载保护变频器输出短路通过低侧MOSFET漏源导通电阻RDS（on）检测输出电流信息。这种方法降低了成本，提高了变换器的效率避免使用昂贵和占用空间的传感电阻。低压侧RDS（on）电流检测是通过比较相电压来实现的当LS MOSFET以编程的OCP阈值电压打开时，内部持有。如果监测到的电压大于这些阈值，则过电流检测到事件。为了达到最大的安全性和负载保护，L6728实现了双级过电流

保护系统：

一级阈值：用户外部设置的阈值。如果监测到的电压相位超过此阈值，检测到第1级过电流。如果四个一级OC在四个连续的开关周期内检测到事件，过电流保护将触发。

二级阈值：内部阈值等于一级阈值阈值乘以系数1.5。如果监测到的通相电压超过此值阈值，过电流保护将立即触发。当过电流保护被触发时，该装置将同时关闭LS和HS MOSFET锁定状态。要从过流保护触发状态恢复，VCC电源必须开着。

过电流阈值设置

L6728允许轻松编程1级过电流阈值，范围为50 mV至550mV，只需在LGATE和GND之间添加一个电阻（ROCSET）。二级阈值将相应地自动设置。在VCC超过UVLO阈值后的短时间内（约5毫秒），一个内部10μA电流（IOCSET）来自LGATE引脚，用于确定电压降穿过洛塞特。将对该电压降进行采样，并将其内部保持为1电平超过电流阈值。OC设置程序的总时间长度约为5毫秒。在LGATE和GND之间连接一个ROCSET电阻器，编程的第一级阈值为：

ROCSET值的范围为5 kΩ到55 kΩ。如果没有连接ROCSET，设备会将OCP阈值设置为最大值：一旦LGATE电压达到，就会触发LGATE上的内部安全夹600 mV，设置最大阈值，突然结束OC设置阶段。

输出电压整定及保护

L6728能够精确地调节低至0.8v的输出电压带有一个固定的0.8V内部基准，保证输出调节电压线路和温度变化的±0.8%公差范围内（不包括输出电阻分压器公差（如有）。输出电压高于0.8v可以很容易地通过增加一个电阻ROS之间FB引脚和接地。参考图1，稳态直流输出电压为：

其中VREF为0.8 V。

L6728监控VSEN引脚处的电压，并将其与中的内部参考电压进行比较提供欠压和过电压保护以及PGOOD信号。

根据VSEN的级别，控制器执行不同的操作：

良好

如果通过VSEN监控的电压超出了PGOOD窗口限制，则设备de断言PGOOD信号仍在继续切换和调节。好的是在软启动阶段结束时断言。

欠压保护

如果VSEN引脚上的电压下降到紫外阈值以下，则设备将同时关闭HS和是莫斯费茨，锁定状态。循环VCC以恢复。

过电压保护

如果VSEN引脚处的电压升高超过OV阈值（1 V典型值），则过压保护关闭HS-MOSFET并打开LS-MOSFET。LS MOSFET将关闭为一旦VSEN低于Vref/2（0.4 V）。条件锁定，循环VCC至恢复。请注意，即使设备被锁定，设备仍然控制LSMOSFET，当VSEN上升到OV阈值以上时，就可以打开它。

反馈断开保护

为了在VSEN引脚未连接的情况下提供负载保护，100 nA偏置电流始终来自该引脚。如果VSEN引脚未连接，该电流将将其永久性地向上拉，使设备检测到OV：因此LS将被锁定防止输出电压上升失控。

应用程序详细信息

补偿网络

图5所示的控制回路是电压模式控制回路。输出电压为调节至内部基准（当存在时，FB节点和GND之间的偏置电阻在控制回路计算中可忽略不计）。误差放大器输出与振荡器锯齿波相比较，以提供PWM信号到驾驶室去。然后PWM信号通过VIN传输到开关节点振幅。该波形由输出滤波器滤波。转换器的传递函数是输出之间的小信号传递函数EA和VOUT。此功能在频率FLC处有一个双极，取决于L-COUT在FESR处共振和零点取决于输出电容ESR。直流增益调制器就是输入电压VIN除以峰值到峰值振荡器电压∆VOSC。

补偿网络通过传输关闭连接VOUT和EA输出的环路函数理想地等于-ZF/ZFB。

补偿的目标是闭合控制回路，保证直流调节精度高，性能好动态性能和稳定性。为了实现这一点，整个环路需要高直流增益，高带宽和良好的相位裕度。实现高直流增益，使补偿网络传输具有积分器形状功能。环路带宽（F0dB）可以通过选择合适的RF/RFB比率来固定，但是稳定性，不应超过FSW/2π。为了获得良好的相位裕度，控制回路增益必须以-20 dB/十进位斜率穿过0 dB轴。作为一个例子，图6显示了III型补偿的渐近bode图。

为了确定补偿网络的极点和零点，以下建议可以遵循：

a） 设置增益RF/RFB以获得所需的闭环调节器带宽根据近似公式（RFB的建议值在范围内一些kΩ）：

e） 检查补偿网络增益是否低于开环EA增益F0dB；

f） 检查获得的相位裕度（应大于45°），如果必要的

布局指南

L6728提供控制功能和大电流集成驱动器，以实现大电流降压DC-DC转换器。在这种应用中，一个好的布局是非常重要的很重要。为这些应用程序放置组件时的第一个优先级必须保留给电源部分，尽可能减少每个连接和回路的长度。到将噪声和电压尖峰（EMI和损耗）电源连接（在中突出显示图7）必须是电源平面的一部分，并且无论如何都要用宽而厚的铜来实现跟踪：循环必须最小化。关键部件，即功率mosfet，必须彼此靠近。建议使用多层印刷电路板。输入电容（CIN），或至少所需总电容的一部分，必须放置在靠近功率段的地方，以消除由铜的痕迹。低ESR和ESL电容器是首选，建议MLCC在HS排水管附近连接。当电源迹线必须在为了降低PCB的寄生电阻和电感。再者，复制多个PCB层上相同的高电流轨迹将降低寄生电阻与那个连接有关。将输出大容量电容器（COUT）连接到尽可能靠近负载的位置，最大限度地减少寄生与铜迹线相关的电感和电阻，也增加了额外的去耦电容器沿途到达负载时，这会导致电容器远离散装电容器。

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