L5980 0.7A降压开关稳压器（二）

补偿网络

补偿网络必须保证稳定性和良好的动态性能。循环基于电压模式控制。误差放大器是一个电压高带宽运算放大器。所以选择补偿网络E/A将被认为是理想的，即其带宽比系统带宽大得多。研究了PWM调制器和输出LC滤波器的传递函数。这个从误差放大器输出（补偿引脚）到输出引脚，结果：

式中，VS是锯齿振幅。如第4.1章所示，电压前馈产生与输入电压成正比的锯齿波振幅，即：

这样，PWM调制器增益恒定，等于：

通过同步管脚提供的外部时钟与设备同步修改PWM调制器增益（参见第4.1章了解增益如何变化以及如何在外部同步的情况下保持恒定）。

LC滤波器的传递函数由下式给出：

如第4.3章所示，两种不同的网络可以补偿环路。在这两个以下是选择第二类和第三类补偿网络的指南有插图。

III型补偿网络

稳定回路的方法包括放置两个零点以补偿影响LC双极，因此增加相位裕度；然后在原点放置一个极将稳压输出电压上的直流误差降到最小；最后将其他极远离零分贝频率。如果输出电容器的等效串联电阻（ESR）引入零，则频率高于所需带宽（即：2π*ESR*COUT<1/BW），III型需要补偿网络。多层陶瓷电容器（MLCC）具有很低的ESR（<1MΩ），频率零点非常高，因此采用III型网络对循环。图10显示了III型补偿网络。这个网络引入了两个0（fZ1、fZ2）和三极（fP0、fP1、fP2）。它们的表达是：

定位极点和零点以及计算分量的指南值可以总结如下：

1.为R1选择一个值，通常在1 kΩ到5 kΩ之间。

2.选择增益（R4/R1）以获得所需带宽（BW），即：

Ⅱ型补偿网

如果输出电容器的等效串联电阻（ESR）引入零，则频率低于所需带宽（即：2π*ESR*COUT>1/BW），此零有助于稳定回路。电解电容器的ESR值不可忽略（>30 mΩ），因此这种输出电容器由II型网络结合ESR的零点允许稳定回路。图13显示了II型网络。

在图14中，PWM和LC滤波器传递函数的Bode图（GPW0·GLC（f））得到了开环增益（GLOOP（f）=GPW0·GLC（f）·GTYPEII（f）。

定位极点和零点以及计算分量的指南值可以总结如下：

1.为R1选择一个值，通常在1k和5k之间，以获得C4和C5与板的寄生电容不可比。

2.选择增益（R4/R1）以获得所需带宽（BW），即：

Vs是锯齿波振幅。电压前馈保持比率Vs/Vin恒定。

3.通过在输出滤波器双极下方放置0-10十年来计算C4：

4.然后计算C3，以便将第二个极点设置为系统带宽的四倍（体重）：

例如，当VOUT=1.2V，VIN=12V，IO=0.7A，L=22μH，COUT=220μF时，ESR=50 mΩ，II型补偿网络为：

图15显示了开环增益的模块和相位。带宽大约是35khz，相位裕度为49°。

热因素

热设计是防止if结器件热关机的重要环节温度超过150°C。装置内的三种不同损耗来源是：a） 由电源开关的不可忽略的RDS（on）引起的传导损耗；这些是等于：

式中，D是应用的占空比，最大RDS（on）为300 mΩ。请注意占空比理论上是由车辆与车辆识别号（VIN）之间的比率给出的，但实际上它相当于以补偿调节器的损失。所以传导损耗增加了与理想情况相比。b） 由功率MOSFET开关引起的开关损耗计算公式：

其中TRISE和TFALL是电源开关（VDS）上电压的重叠时间以及在打开和关闭阶段流入它的电流，如图16所示。TSW是等效的切换时间。对于该装置，等效装置的典型值切换时间为50ns。c） 静态电流损耗，计算如下：

式中，IQ是静态电流（IQ=2.4 mA）。结温TJ可计算为：

式中，TA是环境温度，PTOT是刚刚看到的功率损耗之和。RthJA是与设备周围环境等效的热阻结；它可以是计算为从连接处到周围的许多热传导路径的平行。对于这个设备，通过暴露的焊盘的路径是传导量最大的路径热的。香港电台在以下所述的演示板上量度段落约为60°/W。

布局注意事项

开关式DC/DC调节器的PC板布局对降低噪声非常重要注入高阻抗节点和高开关电流产生的干扰循环。在降压变换器中，输入回路（包括输入电容器、功率MOSFET自由转动二极管）是最关键的一个。这是因为数值脉冲电流流过它。为了最小化电磁干扰，该回路必须尽可能短。反馈引脚（FB）连接到外部电阻分压器是一个高阻抗节点，因此通过尽量减少反馈节点的路由，可以使干扰最小化从高电流路径。为了降低拾取噪声，必须放置电阻分压器离设备很近。为了滤除高频噪声，可以在可能是设备的输入电压引脚。该装置有助于减少地面的热暴露电阻连接到周围环境；因此大的接地层提高了热性能允许高功率转换的转换器。图17显示了一个布局示例。

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